文章概述了基于麦克尔逊干涉仪的光纤激光水听器的相位载波零差法(PGc)调制解调原理，通过数学推导及仿真，分析了调制信号和混频信号的频差是导致全数字化解调结果错误的主要因素之一。针对该诱导因素提供了可行的解决方案，并实现了基于DSP的1MHz采样频率下使用PGC方法的全数字实时解调系统。对低频水声波段800Hz水声信号进行解调，实验结果表明：解调信号波形良好。

　　分布反馈(DFB)光纤激光水听器使用激光谐振腔作为传感元件，通过检测输出激光波长的位移获得外界声压信息。它具有声压响应灵敏度高、尺寸小、抗电磁干扰、易于制作小直径轻型线性阵列等特点，在水下预警、远程目标探测等领域具有较明显的优势。当今各国海军对都其投入了大量的研究。

　　相位载波零差法(PGC)是利用远离水声信号频带的高频、大幅度载波信号对光纤干涉仪信号的初始相位进行调制，避免了由于相位随机漂移造成的检测灵敏度低、非线性误差大、动态范围小等缺点，在光纤传感器，尤其是光纤激光水听器解调方面具有广泛的应用。

　　通常PGC解调使用模拟电路实现，其最突出的问题是不灵活、稳定性差且不易调试；由于PGC解调算法较为复杂，需要多次相乘、滤波、微分、积分等，数字化解调的实现往往也是非实时的，这对于水声探测进入实用是一个非常大的障碍。文中在数学推导及仿真的基础上，实现了对单阵元光纤激光水听器的PGC实时全数字解调，有效解决了实时全数字解调过程中调制信号和混频信号的频差问题．为水听器阵列的实时全数字解调奠定了基础。

　　1、光纤激光水听器PGC调制解调原理

　　DFB光纤激光器是在一段掺铒光纤内写入光纤光栅，这种结构在泵浦作用下形成激光谐振腔，发射出与腔长等相关的特定波长的激光‘6一钉。用单频信号cE，o调制PZT元件，在光电探测器处的光电流转换为电压信号可表示为

　　Ⅵ=A+Bcos(Ccos wot + γ∞(t))        (1)

　　式中：A正比于干涉仪的输入光功率，且比值B／A为干涉条纹的可见度；C为调制信号的幅度；γ(t)表示待测信号与环境噪声及初始相位共同引起的相位变化。

　　如图1所示，将幅度分别为G、H和角频率分别为w。、2w。的载波信号与干涉仪输出信号进行混频，

　　并分别通过低通滤波器后，得到

　　V1s = - BGJ1（C）sin γ（t）          (2)

　　V2s = - BHJ2（C）cos γ（t）          (3)

　　将两式微分并与两式交叉相乘后，再对两路信号进行差分运算得

　　Vd = B2GHJl(C)J2(C)γ’(t)            (4)

　　积分后得到

　　V1=B2GHJl(C)J2(C)γ(t)                (5)

　　其中，γ(t)包含了待测信号以及环境噪声等造成的相位变化，后者通常情况下是缓变信号，所以通过高通滤波器，最后可得到包含待测信号的信息。

　　2、调制信号与混频信号的频差问题

　　光电探测电路输出信号Vi = A + Bcos(Ccos wot + γ(t))通过模／数转换器(ADC)进行采样后，与角

　　频率分别为wo、2wo的载波信号进行混频。在实时全数字解调过程中，如何正确获取混频信号是系统实

　　现的关键技术之一。当实际调制信号与混频信号存在相差θ和频差m时，相当于在混频时Vi分布乘上cos(wo + mt + θ)和cos(2wot + 2mt + 2θ)，经过低通滤波，式(2)、(3)表达式变为V1s = - BGJl(C)sinγ(t)cos(θ + mt)          (6)

　　V2s = - BHJ2(C)cosγ(t)cos(2(θ 十 mt))      (7)

　　如果仅存在相差θ，则可推出式(5)为Vt = B2GHJ1(C)J2(C)γ(t)cosθcos2θ。当θ控制在足够小的范围内，最后解调出的结果只存在幅度上整体的较小缩减，并不影响解调质量。但若存在频差m，则在微分之后就出现较大误差，最后无法得到正确结果。图2为存在频差情况下的仿真结果，其中wo为20kHz、频差m为o.5 Hz，被测信号频率为800Hz；

　　3、实时解调系统全数字化实现

　　调制解调电路中，DSP选用AD公司32位浮点SHARc系列ADsP一21262，在SIMD状态下可达1200MFLoPs(200MHz内核时钟)的运算能力；调制信号产生电路由DDS芯片AD9850产生20．833kHz(1／48 MHz)的正弦波输出，经过信号处理放大，驱动PZT元件，其频率和幅度由DSP设置。

　　光信号通过光电转换及处理电路转换成电压模拟信号；模拟信号经过1MHz的采样转换为数字信号传送到DSP进行数字解调并输出；混频信号由软件产生，即由DSP中存储的20．833kHz正弦波信号的1M采样和500K采样数值表产生，由于DSP与DDS的时钟都来自同一频率为24MHz时钟源，可以确保混频信号与调制信号之间不存在频差。

ADSP一21262内部对时钟源进行8倍频，则内核时钟可达192MHz。对于1MHz的采样率，DSP每个192个时钟需完成1个采样数据的处理，其中包括差分、相乘、低通滤波、高通滤波、积分、微分、除法(用于针对B值进行稳幅)等运算。由于ADSP一21262支持SIMD模式，两路混频、乘法、低通滤波、微分相乘等运算可分别由不同处理单元同时完成。

　　由此可见，192MHz内核时钟的ADSP一21262在使用SIMD模式下，完全可以胜任1 MHz采样率下数据的实时处理。

　　在此基础上进行原理性水声实验。将DFB光纤激光器放置于水池中，并与发射换能器位于同一高度。信号发生器输出正弦波信号，通过功率放大器驱动换能器发射频率为800 Hz单频声信号。解调系统输出波形及其频谱如图6所示。实验证明：系统对低频范围内水声信号的解调结果良好。

　　4、结束语

　　文中采用调制信号与混频信号共享同一时钟源的方法以解决两者频差所引起的解调结果错误的问题。从800Hz单频水声信号解调波形及其频谱来看，该系统的实时数字解调结果良好。同时，改善数字滤波器性能将进一步提高系统的解调效果。文中调制信号的产生由DDS电路直接实现，这是为了使调制信号产生电路，独立于解调电路，以便于系统扩展多路通道，实现对光纤激光水听器阵列的解调。（作者：李 玉、黄俊斌、谢顺依、顾宏灿、李日忠、谭 波）